Motorola MOT00 Manuel d'utilisateur

I Untersuchung des Leistungseinsparungspotentials von mobilen Kommunikationsendgeräten durch betriebsabhängige Steuerung Der Technischen Faku

2 Das herkömmliche Power-Management von Kommunikationsendgeräten aktiviert und deaktiviert lediglich softwaregesteuert einzelne Blöcke je

92 stückweise lineare Verhalten dieser Kennlinie kommt durch die einzelnen, bei diskreten Vor-spannungen Ub durchgeführten Simulationen zu

93 Das thermische Rauschen in Widerständen kann als serielle Spannungsquelle oder paral-lele Stromquelle modelliert werden. Als Maß für das R

94 der Gate-Spannung berücksichtigt werden muss. Dieser kann jedoch durch geschicktes Layout minimiert werden [Raz01]. Ein weiterer Rauschmechanis

95 dem Quadrat der Ausgangsrauschspannung bei kurzgeschlossenen Eingängen und einer Divisi-on durch das Quadrat der Verstärkung berechnet. Dabei

96 Widerstand ist. Da sich das Rauschen aus der Ausgangsspannung durch Division mit der Verstär-kung ergibt, kann so das Rauschen minimiert werden.

97 ⋅⋅⋅⋅⋅+⋅⋅⋅⋅⋅=DDOXnDOXnRdMerRILWCILWCkTU11111,12,1212324µµ und mit 212212)(21SDSbOXnDDUUULWCII −−⋅⋅⋅⋅==µ ( )( ))21232(4212212221

98 reduziert sich ebenfalls seine Transkonduktanz gm1 bzw. seine Verstärkung und damit die des Kaskodeverstärkers. Entsprechend der vorherge

99 ⋅⋅⋅⋅⋅+⋅⋅⋅⋅⋅=DDOXnDOXnRdMerRILWCILWCkTU11111,12,1212324µµ dass bei Reduzierung des Drain-Stroms über die Versorgungsspann

100 Abbildung 61: Kaskodeverstärker mit L-Degeneration und induktiver Last Abbildung 61 zeigt den so genannten Kaskodeverstärker mit L-Degeneration

101 Eine Analyse der Eingangsimpedanz ergibt: egsmsesegsegeICsgLsILsICsILsU ⋅⋅⋅⋅⋅+⋅⋅+⋅⋅+⋅⋅=11 Für die Eingangsimpedanz ergibt sich dann: gss

3 Eine Neuerung mit erheblichem Energieeinsparungspotential könnte eine intelligente, flexible Steuerung aller Systemkomponenten auf

102 Abbildung 62: Frequenzgang des Kaskodeverstärkers mit L-Degeneration bei unterschiedlichen Werten der Vorspannung Ub (in Volt) Abbildung 63: S

103 Abbildung 65: Versorgungsleistung des Kaskodeverstärkers mit L-Degeneration als Funktion der Rausch-zahl NF Da hier der Kaskodeverstärke

104 Abbildung 66: Blockschaltbild des Simulationsmodells Zum Test der Regelung durch Simulation wird ein Wechselspannungssignal mit rampen-förmiger

105 Verstärkung. So ergibt sich durch die Regelung trotz des Signalstärkeanstiegs nach dem LNA keine Veränderung des Signalpegels. Im

106 Nimmt man in einem gewissen Werteintervall [m, n] (mit +∈ Rnm,) der Vorspannung Ub einen linearen Zusammenhang zwischen ihr und der Verstärkung

107 vermeiden. Daher ist für die Untersuchung des Einsparpotentials die Reglerdynamik unerheblich und es wurde in den Simulationen nur ein P-Reg

108 pe von 1,8 µV (-102 dBm, 50 Ohm) bis 100 µV (-67 dBm, 50 Ohm) innerhalb einer Zeit von 180 µsec als Eingangssignal erzeugt. Der Wert -102 dBm ent

109 3.4 Modellierung und Simulation in der Empfängerkette Um die Funktionsfähigkeit des regelbaren Kaskodeverstärkers innerhalb der ge

110 Einfluss auf die Gesamtlinearität des Empfängerzugs hat. In den darauf folgenden Spalten sind die Gesamtsystemparameter Signal-Rauschleistungsv

111 prüft. Da bei Reduzierung der Verlustleistung wie in Kapitel 3.3 festgestellt die Verstärkung ab-nimmt und gleichzeitig die Rauschzahl zunimm

4 Die vorliegende Arbeit leistet daher einen wichtigen Beitrag zur Beeinflussung von Sende- und Empfangsenergie auf Schaltungsebene. Ein neuer Ans

112 0,010,020,030,040,050,060,0KomponenteSNR [dB]SNRmax [dB]49,0 48,0 46,0 45,4 45,4 45,2SNRmin [dB]49,0 48,0 28,0 23,0 22,7 21,9Eingang HF-Filter LN

113 Stufe Komponente G [dB] NF [dB] IP3a [dBm] SNRmin [dB] Gtot [dB] NFtot-max [dB] IP3e tot-max [dBm] Pa-min [dBm] 1 Eingang 49,0

114 3.5 Berücksichtigung der Eigenschaften des Empfangssignals In diesem Kapitel werden nun die Eigenschaften des Empfangssignals in der Bestimmu

115 Abbildung 72: Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion p des Eingangssignals Ue_rms Abbildung 73: Verlustleistung P des Kaskodeverstärkers in Abh

116 auftretenden Verlustleistungen Pi mit der entsprechenden Wahrscheinlichkeit des dazugehörigen Eingangssignalwerts und Aufsummation erhält man die

117 Abbildung 74: Produkt aus Verlustleistung des Kaskodeverstärkers und Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Eingangssignals Als Mittelwert

118 3.6 Berücksichtigung der Skalierung von Halbleitertechnologien Die Weiterentwicklung der Halbleitertechnologien führt auch zu geringere

119 2,//)(21−⋅⋅⋅⋅=sUsUsLsWCsISGSOXnSkDµ DSkDIsI ⋅=1, Da Verstärkung und Stromverbrauch des kompletten Kaskodeverstärkers proport

120 Abbildung 75: Versorgungsstrom Idd (Kreise) und Verstärkung G (Kreuze) des Kaskodeverstärkers (ohne Anpassung) bei Skalierung bis s=20 Tabelle

121 s tox [nm] L[µm] Us [V] Udd [V] 1 7,6 0,5 0,5 3,3 2 5,37 0,25 0,354 2,33 3 4,34 0,166 0,289 1,9 4 3,8 0,125 0,250 1,65 5 3,4 0,

5 ten Teil der Arbeit Anforderungen als auch Möglichkeiten für die Verlustleistungsreduzierung in mobilen Endgeräten abgeleitet werden. Der zwei

122 Abbildung 77: Produkt aus Verlustleistung und Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Kaskodeverstärkers für den Skalierungswert s=10 Abbildun

123 tung und Skalierungsfaktor aus Tabelle 17 sehr gut mit der Simulation übereinstimmen. Der Eigenbedarf der Komponenten der Regelun

124 4 Zusammenfassung der Ergebnisse In diesem Kapitel werden die Ergebnisse der vorliegenden Arbeit zusammengefasst. 4.1 Systeme zur Messung v

125 4.4 Empfängerkette Die Simulation eines Verstärkers mit empfangssignalabhängiger Regelung innerhalb einer analogen Empfängerkette zeigt

126 5 Zusammenfassung und Ausblick In dieser Arbeit werden bisher nicht genutzte Freiheitsgrade bei der Verlustleistungsrege-lung generell und spe

127 sung der Signalleistung in mobilen Endgeräten darstellt. Weiterhin werden die Kanal- und Zeit-multiplexeigenschaften des Kommunikationsstan

128 der Empfangskette erfolgen, weil hier auf Grund der Verstärkung der aufeinander folgenden Komponenten der Signalpegel wesentlich höhe

129 6 Anhang 6.1 Analyse des Leistungsverbrauchs in mobilen Kommunikationsendgeräten Im folgenden Kapitel soll der Leistungsverbrauch i

130 6.1.1 Leistungsverbrauch von prototypischen Empfänger-Schaltungskomponenten Für die Untersuchung des Leistungsverbrauchs in mobilen Kommunikati

131 der Verstärkung oder Abnahme der Rauschzahl vor, was intuitiv zu erwarten wäre. Die Gründe hierfür sind vielfältiger Natur. Von ausschlagge

6 Arbeit die Weiterentwicklung von Halbleitertechnologien, besonders im Hinblick auf die Verlust-leistung von Sendeempfänger-Schaltungen untersucht

132 Vergleicht man alle untersuchten Implementierungen von Eingangsverstärkern der in Ka-pitel 6.2 aufgelisteten Veröffentlichungen, fällt auf dass d

133 051015202530354025 28 1 19 20 21 22 29 23 12 2 13 5 26 9 24 7 11 30 14 10 15 27 16 4 18 17 8 3 6Nummer der VeröffentlichungG [dB]NF [dB]P [mW

134 Ein offensichtlicher Zusammenhang zwischen den Parametern der Schaltung wie Ver-stärkung, Rauschzahl und der Verlustleistung kann auch h

135 ter alle Nachbarkanäle stark unterdrückt und dadurch an den Verstärker selbst keine hohen In-termodulationsanforderungen mehr gestellt werden

136 6.1.2 Leistungsverbrauch von käuflichen Empfänger-Schaltungskomponenten Zur Untersuchung des Leistungsverbrauchs von käuflichen Empfäng

137 0510152025303540455013 1 2 16 7 5 4 9 6 8 15 17 3 26 19 24 25 18 20 21 14 10 11 12 23 22Nummer des käuflichen LNAsG [dB]NF [dB]P [mW] Abbi

138 Bei den im Anhang aufgelisteten käuflichen Bauteilen variieren die Schaltungsparameter der einzelnen Komponenten in den folgenden Grenzen: G

139 6.2 Prototypische Eingangsverstärker Nummer Autoren, Artikel, Erscheinung G [dB] NF [dB] IIP3 [dBm] U[V]*I[mA] P[mW] Techn

140 8 Rudell, Ou, Cho, Chien, Brianti, Weldon, Gray: A 1.9 GHz Wide-Band IF Double Conversion CMOS Receiver for Cordless Telephone Applications (SSC

141 16 Orsatti, Piazza, Huang: A 20-mA-Receive, 55-mA-Transmit, Signle-Chip GSM Transceiver in 0.25-µm CVMOS (SSC, Vol. 34, No. 12

7 2 Stand der Technik Im ersten Teil dieser Arbeit soll der Stand der Technik auf dem Gebiet des Leistungs-verbrauchs und der Le

142 24 Abou-Allam, Nisbet, Maliepaard: Low-Voltage 1,9 GHz Front-End Receiver in 0,5µm CMOS Technol-ogy (SSC, Vol, 36, No, 10, Oct. 01) 15 1,8

143 32 Song,Kim, Han, Choi, Park, Kim: A Sub-2 dB NF Dual-Band CMOS LNA for CDMA/WCDMA Appli-cations (MWC-L, Vol. 18, No. 3, Mar .

144 6.3 Prototypische Mischer Nummer Autoren, Artikel, Erscheinung G [dB] NF [dB] IIP3 [dBm] U[V]*I[mA] P[mW] Technologie Frequenz [MHz] 1

145 8 Sullivan, Xavier, Ku: Low Voltage Performance of a Microwave CMOS Gilbert Cell Mixer (SSC, Vol, 32, No, 7, July 97) 6,5 8,5

146 16 Koh, Park, Kim, etc: Subharmonically Pumped CMOS-Frequency Conversion (Up and Down) Circuits for 2 GHz WCDMA Direct-Conversion Transceiver (S

147 23 Vidojkovic, van der Tang, Leeuwenburgh, etc: A Low-Voltage Folded-Switching Mixer in 0,18µm CMOS (SSC, Vol, 40, No, 6, June

148 6.4 Prototypische Zwischenfrequenzverstärker Nummer Autoren, Artikel, Erscheinung G [dB] NF [dB] 0IP3 [dBm] U[V]*I[mA] P[mW] Technologi

149 plifier in 0,4 µm CMOS Pro-grammable over 80 dB Range 9 Madihian, Imai, Yoshida, Kino-shita, Yamazaki: L-C-Band Low-Voltage Bi

150 CMOS Variable Gain Amplifier for Low Voltage and Low Power Wireless Applications (Mai, 00)

151 6.5 Käufliche Empfänger-Schaltungskomponenten 6.5.1 Rauscharme Eingangsverstärker Nr. Hersteller, Nummer, Titel G [dB] NF [dB] IIP3 [d

8 2.1 Leistungsverbrauch in mobilen Empfängerschaltungen Im folgenden Kapitel wird der Leistungsverbrauch in mobilen Empfängerschaltungen

152 LNA IC (März 00) 16 TriQuint TQ3631: 3 V PCS Band CDMA LNA IC (Apr, 00) 13 1,5 10 2,8*4,5=12,6 12,6 1960 17 TriQuint TQ3132: Low Cur-rent, 3V

153 4 Maxim MAX2680: 400MHz to 2,5GZ, Low-Noise, SiGe Downconver-sion Mixers (Nov, 98) 7,6 8,3 -8,2 3*5 15 1950 5 Maxim MAX2680: 400MHz to

154 6.6 Untersuchung der Weiterentwicklung von Halbleitertechnologien Die Entwicklung der Halbleitertechnologie hat einen grundlegenden Einfluss a

155 produzierbare Lösungen existieren und werden optimiert produzierbare Lösungen sind bekannt XXXXXXXXXXX Vorläufige Lösunge

156 2016 2017 2018 2019 2020 2021 2022 Strukturweite (nm) 22 20 18 16 14 13 11 NMOS Analog Speed Device Udd (V) 0.8 0.8 0.8 0.8 0.75

157 skaliert werden, bleiben die elektromagnetischen Felder im Bauteil konstant. Daher spricht man Konstant-Feld-Skalierung. Bei der Konstant-

158 OXSkOXCsC⋅=, 2,//)(21−⋅⋅⋅⋅=sUsUsLsWsCISGSOXnSkDµ 2,)(211SGSOXnSkDUULWCsI −⋅⋅⋅⋅⋅=µ DSkDIsI ⋅=1, Hieraus ist ersichtlich, dass

159 Nachteilig wirkt sich die Skalierung der Versorgungsspannung auf dem Dynamikbereich aus, der dadurch ebenfalls mit 1/s skaliert wird. Der Lei

160 und der Tatsache, dass OXC mit s hochskaliert wird, L und die Spannungen mit 1/s herunterskaliert werden, W mit s hochskaliert werden, wen

161 Abbildung 86: Drain-Strom Idd (Kreise), Drain-Source-Spannung Uds (Kreuze) und Gate-Source-Spannung UGS (Plus) des skalierten Transistors in

9 momentan wenig Einsparpotential. Trotzdem werden im anschließenden Abschnitt die unter-schiedlichen Betriebsmodi kurz erläutert. 2.1

162 Parameter Konstant- Feld- Skalierung Konstant-Spannungs-Skalierung W, L, tox 1/s 1/s Udd, Us 1/s 1 N s s C 1/s 1/s gm 1 S Id 1/s S

163 7 Abbildungsverzeichnis Abbildung 1: Typische Sendeempfänger-Architektur...

164 Abbildung 46: Stromaufnahme des LNAs in Abhängigkeit des Eingangssignal Ue_rms des LNAs am Punkt HFe, Regelung mit Auskoppelpunkt c ...

165 Abbildung 83: Verstärkung (G), Rauschzahl (NF) und Verlustleistung (P) der untersuchten käuflichen LNA-ICs (Nummer siehe Kapitel 6.1.1.1 ), a

166 8 Verzeichnis der Formelzeichen und Symbole Bemerkung: Alle Spannungen sind falls nicht anders bezeichnet auf Masse bezogen A Verstärkung

167 k Boltzmannkonstante L Transistorlänge LCR Level Crossing Rate LNA rauscharmer Verstärker (Low Noise Amplifier) LO Lokaloszil

168 Uy Slope-Spannung Ust Steuerspannung v Geschwindigkeit W Transistorweite ZF Zwischenfrequenz ZFa Zwischenfrequenzausgangsleistu

169 9 Literatur [AD95] ANALOG DEVICES: „Power Detection Options –A Comparison“; TruPwr Detection...An IC Solution That Gives You RMS to DC Con

170 [HAE06] H.Hassan, M. Anis, M. Elmasry: Impact of Technology Scaling on RF CMOS, Electrical and Com-puter Engineering Deartment, University of Wat

171 [Nas1] E. Nash: „Measurement and Control of RF Power (Part I)", ANALOG DEVICES. [NG99] E. Nash, J. Greichen: „Revolutionary RF IC Perf

10 Abbildung 1: Typische Sendeempfänger-Architektur Zusätzliche Funktionsblöcke eines Endgeräts, wie beispielsweise Anzeigeinstrumente (LCD),

11 tionalität in diesen Modi ist von Realisierung zu Realisierung stark unterschiedlich und so auch der Leistungsverbrauch. Oft werden besonders

II Als Dissertation genehmigt von der Technischen Fakultät der Universität Erlangen-Nürnberg Tag der Einreichung: 2

12 stärker konnten keine Angaben zum Leistungsverbrauch gefunden werden, da diese Kompo-nenten meist zusammen mit anderen Komponenten wie M

13 2.2 Aktuelle Power-Management Verfahren In diesem Kapitel sollen Power-Management Verfahren, welche heutzutage Verwendung in mobilen Kommun

14 Abbildung 3: Verwendung unterschiedlicher Betriebszustände mit Hilfe von Spannungsreglern Als Anhaltspunkt für die Abschätzung der Energieeinspa

15 dem geregelten Verstärker eingegrenzt. Der Signalpegel wird bei diesem Verfahren an einer geeigneten Stelle auf dem Signalweg gemes

16 221123221222121)3/()...(...)3/()()3/()3/(113mmtotIIPAAIIPAAIIPAIIPIIP−⋅⋅++⋅++= (Blöcke des Empfängers von Eingangs-Filter bis Demodulator

17 nicht mehr als 10 bis 15 dB Verstärkung aufweist, wird meist nur eine stufenlose Steuerung er-möglicht. Ein typischer Zwischenfrequenzverst

18 Abbildung 4: Automatische Verstärkungsregelung mit Leistungsspannungs-Konverter vor der Demodula-tion Abbildung 5: Automatische Verstärkungsreg

19 Mobilteil empfangene Signal von der Basisstation für die Regelung der Sendeleistung verwendet. Dieses Verfahren wird bei Kommunikationsstandar

20 kung beeinflusst werden. So kann mit der Höhe der Rampe direkt die Verstärkung eingestellt werden [Mot00-1]. Da die Ausgangsleistung eines FET

21 Fehler-verstärkerPARichtkopplerHFaHFeReferenzspannungRD Abbildung 6: Closed-Loop Leistungsregelung einer Sendeendstufe Abbildung 7: Open-Loo

i Vorwort Die vorliegende Arbeit entstand aus den Ergebnissen meiner Arbeiten am Fraunhofer In-stitut für Integrierte Schaltungen IIS. Ich dank

22 Hier bezeichnet Pa die Ausgangsleistung, Pe die Eingangsleistung und Pv die Versorgungs-leistung des Verstärkers. Ist die Ausgangsleistung P

23 Bluetooth Zigbee 802.15.4 WLAN 802.11b DECT GSM UMTS Frequenzbereich [GHz] 2,4 0,868 (1) 0,915 (2) 2,4 (3) 2,412-2,472 1,88

24 2.2.4 Verwendung von getrennten Versorgungsspannungen Durch die Verwendung von verschiedenen Versorgungsspannungen für unterschiedliche Schaltu

25 Abbildung 8: Verwendung von unterschiedlichen Versorgungsspannungen 2.2.5 Zusammenfassung Alle hier aufgeführten Verfahren sind in erster

26 2.3 Systeme und Schaltungen zur Messung der Signalleistung Da die Leistung von Nutz- und Störsignal die wichtigste Information darstellt, um mo

27 2.3.1 Diodendetektor Bei der Methode des Diodendetektors zur Bestimmung des Effektivwerts eines HF-Signals wird näherungsweise die Einhüllen

28 Typische Anwendungen von Logarithmischen Verstärkern sind die Empfangssignalstärke-Erkennung (RSSI) und die Sendeleistungskontrolle. Logarithm

29 Abbildung 10: Ideale Übertragungskennlinie des Logarithmischen Verstärkers Der Unterschied zu einem linearen Verstärker zeigt sich in der A

30 Abbildung 11: Blockschaltbild eines Logarithmischen Verstärkers Der Kern eines Logarithmischen Verstärkers ist eine Kette von Verstärkern, bei

31 sind. Die Spannungen dieser Konverter werden in einem Operationsverstärker verglichen und dessen Ausgangsspannung steuert einen der

ii Kurzfassung Mobile, elektronische Endgeräte wie Mobiltelefone, PDAs, Laptops oder Datenerfas-sungsgeräte enthalten zur Deckung ihres

32 durch Schaltungstechnik realisiert. Diese Methode hat einen sehr begrenzten Dynamik-bereich, da das Signal nach dem Quadrierer enorme Amplitudensc

33 Die folgende Umwandlung der Formel für den RMS-Wert leitet den Zusammenhang her, der bei impliziten RMS-DC-Wandlern mit Hilfe von Schaltungste

34 2.3.5 Vergleich und Gegenüberstellung In Tabelle 3 werden die unterschiedlichen Systeme zur Messung von Signalleistung ver-gleichend gegenüberg

35 2.4 Untersuchung der Kanal- und Zeitmultiplexeigenschaften von Kommunika-tionssystemen 2.4.1 Kanaleigenschaften Der Mobilfunkkanal besteht

36 direkter PfadStreu u ngBeugu n gA bsch attun gBasisstationM ob ilstatio n Abbildung 16: Mehrwegeausbreitung Der langsame Prozess ergibt sich

37 Generell kann man werden drei reale Ausbreitungseffekte unterschieden. Dieses ist: • die mittlere Ausbreitungsdämpfung, • die Abschattung

38 2.4.1.1 Ausbreitungsdämpfung und Abschattung Im offenen Gebiet ohne Abschattung tritt nur die mittlere Ausbreitungsdämpfung auf: E S E SE2 2SG

39 nes Funkstandards und optimalen Bedingungen ohne Abschattung immer von einer Empfangs-leistung von mindestens -80 dBm ausgehen. Da Gebiete o

40 Morphoklasse f=0,4...1 GHz f=1,5...2 GHz Ländliches Ge-biet ))/lg(33,18))/(lg(78,461,282MHzfMHzfC⋅−⋅−= nicht gültig Vorstadt 2)))28/((lg(215,64

41 2.4.1.2 Lokale Mehrwegeeffekte Eine typische Übertragungssituation besteht wenn ein Teil des Signals ablenkungsfrei den Empfänger

iii Summary Mobile electronic devices like mobile phones, PDAs, laptops or data loggers mostly ex-hibit an energy storage element like a

42 Abbildung 20: Geometrische Verhältnisse beim Zweistrahlen-Modell Über geometrische Berechnungen erhält man für die Leistung als der Summe aus zw

43 In der Beispielgrafik für die entfernungsabhängige Empfangsleistung in Abbildung 21 wurde die erste der obigen Formeln verwendet, wob

44 v 10 km/h 2,7 m/s 50 km/h 13,8 m/s 100 km/h 27,7 m/s 200 km/h 55 m/s ∆t 108 ms 21,6 ms 10,8 ms 5,4 ms ∆∆∆∆b=1 ∆F 9 46 92 185 ∆t 216 ms 43,

45 Für den Betrag der komplexen Einhüllenden 22)](Im[)](Re[|)(| tStStS += ergibt sich aus der Gaußverteilung eine Rayleigh Verteilung mit

46 dass das empfangene Signal kleiner als ein vorgegebener Wert r ist, errechnet sich durch das Integral über der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion

47 (LCR)" und die "Average Fade Duration (AFD)". Bei der LCR handelt es sich um die geschätzte Häufigkeit, mit der die Einhüllende

48 Durch Einsetzen erhält man: mfrrAFD⋅−⋅=1)2/exp(222σπσ αλσπσcos)1)2/(exp(222⋅⋅⋅−⋅=vrrAFD Abbildung 24: LCR und AFD für einen Schwellwert von –

49 durchgeführt werden, da hier alle typischen Eigenschaften von Multiplexverfahren vorherrschen und es sich dabei um einen populären, weltweit v

50 2041 2042 2043 2044 2045 2046 20471 2 3 4 5 6 71 2 30 48 49 50471 Superframe = 1326 TDMA Frames (6,12 s)1 Hyperframe = 2048 Superframes = 2715648

51 10µs 8µs 10µs 10µs 8µs 10µs-70-30-6-1+1+4(147 bits)542,8µsdBt Abbildung 26: Leistungs-Zeit-Maske für GSM [RWO95] Die verschiedenen Endgerät

iv 1 EINLEITUNG ...

52 barkanalstörungen und reduziert die Verlustleistung. Hierbei kann die Sendeleistung der Mobil-station jedoch nur maximal alle 13 TDMA-Frames (60 m

53 3 Neue Möglichkeiten der Verlustleistungsreduzierung in mobilen Endgeräten – Eigene Beiträge In diesem Teil der Arbeit werden neue M

54 Empfänger-komponenteReduzierung von Strom und Verstärkung durch:+ Vorspannung+VersorgungsspannungÜberprüfung des RauschverhaltensÜberprüfung der L

55 sparnis berücksichtigt. Letztendlich werden auch die Technologieeigenschaften der verwendeten Halbleitertechnologie mit in die Bestimmung

56 3.1 Entwicklung von Möglichkeiten und Ableitung von Anforderungen an Po-wer-Management Systeme Aus den im zweiten Teil der Arbeit zusammengeste

57 schwingzeit deutlich weniger als der minimale Abstand von Maxima und Minima des Signalpe-gels von 5 ms betragen. Die Pausen zwischen den

58 Hier steht v für die Geschwindigkeit des Empfängers, λ für die Wellenlänge der Träger-frequenz des Signals und α für den Einfallswinkel des Signal

59 αλσπσcos)2/exp(222⋅⋅⋅⋅=vrrANFD mfrrANFD⋅⋅=)2/exp(222σπσ und mit σρ2r= ergibt sich mfANFD⋅⋅⋅=ρπρ2)exp(2. Aus dem Vergleich zweier ANFDs

60 80 dBm entspricht bei einer Basisstation mit 50 dBm Sendeleistung einem Anstand von 22 km, der maximale von -60 dBm einem Abstand von 1 km. Die Si

61 in die Verstärkungskontrolle eingreifen können und wie hoch das Einsparpotential ist. Dies soll hier ansatzweise getan werden. Die Wahrsche

v 4.5 EIGENSCHAFTEN DES EMPFANGSSIGNALS... 125 4.6 SKALIERU

62 betriebsabhängige Regelung schließen, wenn man bedenkt, dass alle Empfänger für den 'worst case', als für Signale von – 102 dBm ausgeleg

63 3.2 Untersuchung einer empfangssignalabhängigen Verstärkerregelung In diesem Kapitel wird eine betriebsabhängige Steuerung in Form einer em

64 Abbildung 30: Regelungskonzept für dem LNA [Foe03] Die Strecke kann aus unterschiedlichen Empfängerkomponenten wie Filter oder Mischer bestehe

65 Entlang jeder Empfangskette sind im Demonstrator vier Richtkoppler enthalten, an deren Auskoppelpunkte das Signal abgegriffen werden kann, u

66 Pa3124PkPePs Pe: Eingangsleistung Pa: Ausgangsleistung Pk: ausgekoppelte Leistung Ps: Leistung über Sperrpfad Abbildung 33: Richtkoppler De

67 nal noch unerwünschte Frequenzanteile enthält, die erst nach dem HF-Filter gedämpft sind [Foe03]. Nach der Auskopplung mittels ei

68 R1/R2. Die Wirkungsumkehr innerhalb der Regelschleife kann anhand der Gleichung für UOPV gezeigt werden. Erhöht sich die Spannung URMS

69 Abbildung 36: Blockschaltbild des Demonstrators mit allen Regelschleifen 3.2.3 Bauteilauswahl Der Demonstrator wurde innerhalb diese

70 Abbildung 37: Platine des Demonstrators – GSM900 Empfangszug 3.2.4 Messergebnisse und Interpretation 3.2.4.1 RMS-DC-Wandler Die Empfindlich

71 Eingangsleistung des Wandlers berechnet werden. Über diese Leistung und den Impedanzwert von 50 Ω kann der Effektivwert der Spannung am Eingan

72 020040060080010001200140016001800200022000 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000U_RMS eingespeist [mV]U_RMS gemessen [mV]U_RMS berechnetU_

73 0200400600800100012001400160018002000220024002600280030000 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 2400 2600 2800 3000U_RMS eingesp

74 3.2.4.2 900 MHz Empfänger Bevor die unterschiedlichen Regelschleifen des Demonstrators in Betrieb genommen und untersucht werden konnten, mus

75 Für die Messung und Untersuchung der Wirksamkeit der vorgeschlagenen Regelung wird nun der RMS-Wert des Eingangssignals Ue_rms der Empfängerke

76 38394041424344450 5 10 15 20 25 30 35 40 45Ue_rms [mV]U_lna [mV] Abbildung 43: Pegel am Punkt 5 in Abhängigkeit des Eingangssignals Ue_rms des LNA

77 dann erreicht, wenn die Verstärkung bei einem Eingangspegel von 11 mV an den Maximalwert erreicht. Verringert sich Ue_rms weiter, bleibt der S

78 LNA (Auskoppelpunkt b) liegt der Eingangspegel des Wandlers bei ca. 8,9 mV, während er bei der Auskopplung nach dem Mischer (Auskoppelpunkt c) auf

79 Für alle Regelschleifen wurde die folgende Reglerdimensionierung verwendet (vgl. Abbildung 34): R1 [kOhm] R2 [kOhm] 100 750 Tabelle

80 Die Messergebnisse in Abbildung 47 zeigen den Zusammenhang zwischen der Verstär-kung und dem externen Widerstand RBIAS. Zur Messung der Regelsch

81 30,53131,53232,53333,53434,53535,50 10 20 30 40 50 60 70Ue_rms [mV]U_lna [mv] Abbildung 49: Pegel am Punkt 5 in Abhängigkeit des Eingangspege

1 1 Einleitung Mobile, elektronische Endgeräte enthalten zur Deckung ihres Energiebedarfs meist einen Energiespeicher in Form einer Batterie.

82 05101520250 10 20 30 40 50 60 70Ue_rms [mV]I_lna_mixer [mA] Abbildung 50: Stromaufnahme von LNA und Mischer in Abhängigkeit des Eingangssignals d

83 tet. In der Arbeit [Mue03] wurde die Entwicklung von Wandlern mit höherer, für diesen Anwen-dungsfall ausreichender Empfindlichkeit bei ve

84 3.3 Modellierung und Simulation von geregelten Verstärkern Dieses Kapitel beschäftigt sich mit regelbaren Eingangsverstärkern, die bei Reduzier

85 Bei der Auswahl der Transistoren kann generell zwischen Bipolar- und Feldeffekttransistoren (FET) unterschieden werden. Wo bipolare

86 ßerdem zeichnen sich Verstärker mit Kaskodeschaltungen durch eine hohe Stabilität auf Grund der Vermeidung des Millereffekts aus. Ein Nachteil

87 OXCdie Oxidschichtkapazität in Farad pro Quadratmeter. W und L stehen für die Weite und Länge und SUfür die Schwellenspannung

88 Es sind keine zusätzlichen Komponenten wie in der erstgenannten Möglichkeit der Beeinflus-sung der Versorgungsspannung nötig. Alternative

89 für den Drain-Strom und Substitution von SGSUU − in der Transkonduktanzgleichung auch folgender Massen ausgedrückt werden [Raz01]: DOXnmIL

90 11121222)(2WCLIRUUULWCAOXnDDSDSbOXn⋅⋅⋅⋅⋅−−⋅⋅⋅⋅−=µµ Substituiert man noch 1DI bzw. 2DI, erhält man den Zusammenhang zwischen der Ver-stärkung, der

91 Abbildung 53: Stromverbrauch Idd des Kaskodeverstärkers als Funktion der Vorspannung Ub des Kasko-detransistors bei 3,3 V Versorgung